Hi-Fi svět

Web převážně vážně nejen o zesilovačích a počítačích.

L

Nejnovější

Topologie Federmann

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení

 

 

Úvod

V dalším pokračování Měření zesilovače HQQF-55-503W-4-2 se ohlédneme za články  Fázová charakteristika vs. Rychlost přeběhu  a  THD a SR, zapomeňte! abychom se mohli podívat na měření převodní charakteristiky zesilovače, která nám napoví o jeho vlastnostech více, než by se dalo čekat.

 

 

 

Měření převodní charakteristiky

Jak jsem v uvedených článcích již předeslal, jedna z možností měření vlastností zesilovače je měření jeho převodní charakteristiky.

Stejnosměrná převodní charakteristika nám mnoho neprozradí, proto se budeme věnovat převodní charakteristice dynamické na konkrétním kmitočtu. Pro můj účel se jeví jako nejvhodnější kmitočet 100kHz.

 

 

 

Měření je při 100kHz, optimálně nastavené celkové zpětné vazbě pomocí kapacitního trimru, se zátěži 4Ω, na které výkon dosahoval 50W. K zátěži je připojen i buscherotuv člen tvořený odporem 2,2Ω a kapacitou 100nF, na němž vzniká rovněž nezanedbatelný tepelný výkon a měřeni muselo být časově limitováno.

Klidový proud čtveřice koncových tranzistorů je nastaven na cca 80mA, tedy 20mA na jeden výkonový Unipolární tranzistor.

 

 

 

 

Ukázka obdélníkového průběhu, výkon dodávaný koncovými tranzistory při kmitočtu 100kHz přesahoval 100W, Busscherotův člen již měl značné tepelné problémy.

Na průběhu je patrný rozdíl kapacit a hlavně rychlostí vodivosti "P" a "N".

 

 

Poslední grafy ukazují vliv nastavení zpětné vazby na frekvenční charakteristiku. Pokud je mezní kmitočet snížen, plocha převodní charakteristiky se zvětšuje.

Naopak pokud zpětnovazební kondenzátor zmenšujeme, pak mezní kmitočet roste a plocha převodní charakteristiky se úměrně zmenšuje. Zvyšování mezní frekvence sebou nese potřebu nabíjení vlastních kapacit aktivních prvků a kratší dobu a větším proudem.

Nedostatečný prou budičem a nedostatečný klidový proud se nám projeví deformací převodní charakteristiky, což je na posledním obrázku pěkně patrné.

 

Závěr

Převodní charakteristika je naprosto ideálním nástrojem, nejenom pro kontrolu vlastností zesilovače, ale i pro jeho optimální nastavení.

  • 1.       Na obdélníkovém průběhu nastavíme zpětnovazební kapacitu, tak aby nevznikal překmit ani patrné zaoblení.
  • 2.       Na horizontální osu osciloskopu připojíme vstupní signál zesilovače, měřený vždy za vstupním R-C členem. Na vertikální osu připojíme výstupní signál zesilovače, měřený vždy před výstupním L členem.
  • 3.       Překontrolujeme plynulost převodní charakteristiky, případně nastavíme velikost klidového proudu tak, aby nebyl patrný defekt převodní charakteristiky.
  • 4.       Při frekvenci 100kHz musíme mít na paměti výkonové poměry zesilovače i jeho zátěže včetně Boucherotova členu.

 

 

Dovětek

Dle Elwebu, Audiowebu, HiFi_Slovanetu a dalších webů nejsou zesilovače typu Aldax a DPA na takové frekvence stavěny (Vnímáme infra a ultra zvuk?, Kouzelné Watty a Dynamika, VIP a AudioWeb). Měření a provozování zesilovačů Aldax a DPA pod 20Hz a nad 20kHz pouze na vlastní nebezpečí. Zde popsané platí výhradně pro zesilovače QQF či HQQF.

 

Diskuse 

 

 

 

 

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení

 

 

 

Úvod

Topologie Federmann se liší v mnoha dalších detailech od topologii jiných. Osobně kladu důraz na dotažení mnoha detailu až do úplné dokonalosti.

Často se stává, že neznalý konstruktér mnohé detaily vůbec nepochopí či vůbec o některých závislostech ani netuší a muže tak dojít k chybnému výkladu a k nesprávné funkci. Tato část textu je věnována právě jednomu s mnoha detailů, kterým je teplotní stabilita klidového proudu koncovými tranzistory.

 

Zapojení HQQF-55-504

Podívejme se na výkonovou část zapojení HQQF-55-504, kde je použit budič, který budí několik výkonových tranzistorů tipu IRF, o kterých se mnozí mylně domnívají, že se nedají použít pro lineární zapojení.

 

 

 

V budiči jsem použil komplementární bipolární tranzistory 2SC2238 a 2SA968, 200V, 25W a  fT=100MHz.

Pro nastavení pracovního bodu unipolárních komplementárních výkonových tranzistorů IRFP240PbF a IRFP9240PbF jsem použil opět bipolární tranzistor 2SC2238.

 

Teplotní závislosti

Všechny polovodiče jsou značně teplotně závislé. Pro každou topologii - zapojení si musíme předem zvolit optimální pracovní body a navrhnout topologii tak, aby byla možnost vhodnou volbou konkrétních hodnot, dosáhnout teplotní nezávislost a stabilitu celku.

 

 

 

Stabilizační tranzistor 2SC2238 má jako snímač teploty vlastní B-E přechod. Závislost výkonových tranzistorů IRFP240PbF a IRFP9240PbF je dána závislostí napětí UGE pro dosažení stejného proudu ICE.

Vhodným zesílením stabilizačního tranzistoru dosáhneme vykompenzování vzájemných teplotních závislostí. Nastavení je velmi přesné a záleží na použitých polovodičových prvcích.

Nelze jen tak stanovit hodnotu emitorového odporu, která by byla společná pro jakékoliv zakoupené polovodiče. Hodnotu odporu je vždy nutno volit dle konkrétních vlastností použitých polovodičů.

 

Překompenzován

Na animovaném grafu je vidět jak je zapojení bez emitorového odporu překompenzované, s rostoucí teplotou klidový proud klesá.

Tento stav by vedl, ke změně vlastností zesilovače s teplotou. Při vyšších teplotách by pravděpodobně rostlo zkreslení.

 

 

Vykompenzováno

Je zřetelné, že s rostoucím RE se překompenzování snižuje a při vhodném odporu RE je dosaženo teplotní nezávislosti v celém rozsahu od -100°C až po +150°C. Pokud budeme RE dále zvyšovat, pak se teplotní závislosti zcela převrátí.

Vykompenzovaný stav je ideální a zaručuje stejné vlastnosti v širokém rozsahu pracovních teplot.

 

 

Nedokompenzováno

Dalším zvyšováním RE dochází k nedostatečné kompenzaci teplotní závislosti výkonových tranzistorů a jejich klidový proud s teplotou roste.

Tento stav by byl pro výkonové tranzistory velmi nebezpečný a mohlo by dojít k jejich poškození.

 

 

Závěr

Teplotní kompenzace patří mezi nejzanedbávanější prvky většiny topologii. Většina konstruktérů tuto záležitost řeší jen velmi povrchně či vůbec.

Pro případ opakované výroby a samozřejmosti koupě odlišných polovodičových prvků tato problematika zůstává konstruktery zcela neřešena.

 

 

  Diskuse

 

 

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení

 

Úvod

Krok za krokem probírám odlišnosti, spíše odlišné pojetí některých obvodových částí, ukazuji jiný náhled často na totéž zapojení, upřednostňuji jiné vlastnosti a výsledkem je jiný pracovní bod, výjimečně zcela jiné zapojení či jeho část.

 

Rekapitulace

  • Topologie Federmann, část I. První část věnována ujasnění si náhledu na požadavky pro běžný zesilovač, vyjasnění si frekvenčního rozsahu apod.
  • Topologie Federmann, část II. Druhá část, kterou jsem věnoval pohledu na fyzikální vlastnosti tranzistoru, oscilační podmínku a stabilitu zesilovače.
  • Topologie Federmann, část III. Tuto část jsem věnoval vysvětlení vlivu celkové a lokální zpětné vazby se všemi dopady na konečné vlastnosti zesilovače, zvláštní pozornost byla věnována Udif a rezervě zesílení.
  • Topologie Federmann, část IV. Vysvětlení použití Lissaloussuvých obrazců pro posuzování vlastností zesilovače, vysvětlení zjištění velikosti Udif z Lissaloussuvých obrazců.
  • Topologie Federmann, část V. Stejně jak předchozí část, je i tato část věnována Lissaloussuvým obrazcům, Udif a dále přenosové a fázové charakteristice zesilovače.

Předchozí texty se věnovaly vymezení zpracovávaného signálu se silným zaměřením na vstupní část zesilovače, hlavně na diferenciální dvojici a Udif. Jak jsem již dříve zmínil Topologie Federmann se vyznačuje snahou složit zesilovač pouze ze dvou stupňů, proto další část textu bude věnována druhému stupni s výkonovým posílením, přesněji řečeno výkonové části.

 

Proudová ochrana?

Stalo se spíše módní záležitostí používání proudové ochrany koncových tranzistorů, a proč píši módní záležitostí. Jak jsem již naznačil v článku Zesilovače a fakta o jejich konstruktérech, pohledy na problematiku se různily a často se ubíraly nesprávným směrem.

Je mnoho zesilovačů, některé proudovou ochranu mají a některé ji nemají. Mohu zcela zodpovědně napsat, že většina zesilovačů, které proudovou ochranu mají tak je postavena tak, že zesilovači spíše ublíží, než aby jej účinně chránila.

Proudová ochrana ve většině případů jen komplikuje zapojení a zhoršuje jeho vlastnosti, nehledě na fakt, že připouští či lépe řečeno sama často navozuje značné přetížení koncových tranzistorů.

 

Zapojení bez ochran

Je mnoho zapojení bez ochran. Koncové tranzistory musí být dimenzovány tak aby vydržely běžný provoz zesilovače, včetně trvalého výkonového přetížení. Pro případy trvalého přetížení a hlavně zkratu musí být konstruován zdroj tak aby zesilovač sám odpojil a tím uchránil před přehřátím či zničením.

 

 

 

Tento svůj názor, zastávám cely život a nikdy tomu nebylo a nebude jinak. Tím neříkám, že není nutno zesilovač chránit, tím říkám, že ochrana patří spíše do zdrojové části. Ve většině případů postačí dobře dimenzovaná tavná pojistka. Pro vyšší stupeň ochrany je zapotřebí speciální konstrukce zdroje, této části se budu věnovat zcela samostatně v samostatném článku.

 

 

Jak můžeme pozorovat na zapojení od Pavla Macury je zřejmé, že již opustil tábor zarytých příznivců proudových ochran a přidal se ať již vědomě či nevědomě na mou stranu, na stranu těch kteří chrání zesilovač konstrukcí zdroje.

 

Zesilovače s proudovou ochranou

Podívejme se nyní na řadu zesilovačů, kde autor proudovou ochranu použil, jeden takový byl popsán v článku Aldax SPV 250P což je vlastně kopie stařičké teslácké AZK 051. Z měření tohoto zesilovače pochází překrásný detail, na kterém je patrný vliv proudové ochrany na frekvenční charakteristiku zesilovače.

 

 

 

Podíváme-li se na řadu dalších zapojení, pak zjistíme, že všechny snímají proud pouze jednoho z často více výkonových tranzistorů. Snímací obvod často působí pro vysoké frekvence jako zkrat, a zvyšuje pouze tomuto jednomu tranzistoru výrazně zesílení, což se projeví na výsledné charakteristice jako hrb.

Právě tato část je často pro tento jeden tranzistor destruktivní, jde o vysoké frekvence, kde již narůstá příčný proud. Po destrukci tohoto jednoho tranzistoru, většinou následuje řetězová destrukce ostatních tranzistorů, přesně tak se to stalo při vzpomínaném měření.

 

 

 

Proudy a napětí

Výkonové poměry jsou mnohem horší než by se mohlo zdát. Typický zesilovač, který je prohlašován za 250Wattový, má běžné napájecí napětí ±64V. Pro dosažení výkonu 250W je na 4Ω zátěži amplituda napětí cca 45V a proudu cca 11,25A. Zátěž mívá impedanční minimum méně než 4Ω a přihlédneme-li ke komplexnímu charakteru zátěže, pak mohou být proudy výrazně větší. Nastavme tedy proudovou ochranu na cca 20A.

 

Výkon

Při běžném provozu jsou nejhorší výkonové poměry na tranzistoru při polovičním napětí, tedy při výstupním napětí ±64V/2=32V, tomu odpovídá proud 8A a výkon na tranzistorech 256W při použití dvou tranzistorů je to 128W/tranzistor. Většinou se jedná u takového zapojení o dva 200Wattové tranzistory a máme více jak 50% rezervu pro komplexní chování zátěže.

 

Zkrat

Pokud máme zapojení bez ochran a spoléháme se, že tento stav nám dostatečně ošetří zdroj, tak v zapojení s proudovými ochranami musíme spoléhat na zapojení zesilovače a jeho dostatečné dimenzování.

Pro případ zkratu nám správně zareaguje proudová ochrana a omezí proud na 20A, při napájecím napětí ±64V to znamená, že na tranzistorech zůstane plné napětí 64V a poteče nimi proud 20A, odtud bude jejich ztrátový výkon plných 64*20=1280W, tedy 640W/tranzistor.

Jak vidíme 640W je pro 200W tranzistor poněkud moc, navíc se nejedná o časy µs, ale o časy v řádu s a delší. Takovému zesilovači již nepomůže před destrukcí téměř nic, jediná možnost jak zachránit tranzistory před zničením je včasné odpojení od zdroje, ale bavíme se o funkci proudových ochran v koncovém stupni a ne ve zdroji.

 

Závěr

V topologii Federmann nemají proudové ochrany v zesilovači co dělat. Jak zjistíte v dalších článcích, proudové ochrany patří do zdroje a zesilovač má být prost obvodů, které deformují frekvenční charakteristiku, mění poměry mezi jednotlivými tranzistory a v konečném důsledku výkonové tranzistory nechrání, ale přetěžuje a nakonec musí vše stejně zachránit zdroj, či pojistky ve zdroji.

 

Diskuse

 

 

 

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení

 

Úvod

V části Topologie Federmann, část VI. jsem se věnoval použití proudových ochran jako součást výkonového stupně a poukázal jsem na fakt, že takové ochrany jsou ve své podstatě téměř vždy špatně navrženy, téměř nikdy neplní funkci, pro kterou byly učeny, výrazně zhoršují vlastnosti zesilovače a při jejich funkci značně přetěžují výkonové prvky.

Namísto takto realizovaných ochran to nakonec zachraňuje vždy pojistka ve zdroji. Poněkud jinak je to u zesilovačů v integrované podobě, sic platí vše, co jsem napsal o zesilovačích sestavených z diskrétních prvků, ale navíc přibývá tepelná ochrana.

Integrovaný zesilovač se zahřeje při přetížení obdobně jak jakýkoliv jiný zesilovač, ale teplo vznikne na velmi malém čipu a v důsledku jeho přehřátí zareaguje jeho vlastní tepelná ochrana, kterou dnes disponuje většina integrovaných výkonových zesilovačů.

Obdobná tepelná ochrana se v podobě diskrétních prvků realizovat nedá, neboť se projeví jak setrvačnost prvků a hlavně množství tepelných odporů a tepelných úbytku mezi jednotlivými prvky.

Tuto část textu věnuji právě výkonovým poměrům na koncových tranzistorech a optimalizaci návrhu zesilovače právě s ohledem na vysokou účinnost.

 

Účinnost

V předchozím článku jsem zmínil 250Wattový zesilovač s výstupní amplitudou 45V a napájecím napětím ±65V. Jak je patrné na výstupních tranzistorech zůstává v otevřeném stavu 20V a to je velmi špatně.

Každý návrh je zapotřebí řešit tak aby se amplituda výstupního napětí dokázala přiblížit co nejvíce napájecímu napětí. Osobně navrhuji zapojení tak, aby nabyl úbytek na koncových tranzistorech větší jak 5V.

 

Typický úbytek pro bipolární tranzistory je 3V a pro unipolární ještě méně. Jen tak se dá dosáhnout dostatečných výkonů při minimálních nárocích na výkonové tranzistory, zdroj i velikost chlazení. Obrázek rozkmitu výstupního napětí použit z článku Konkurenční měření QQF-55 rozkmit ±32V při napajecím napětí ±35V viz zapojení QQF-55 KS 500W, 1. část

 

  

 

Výkonové poměry 

Pro 250W výstupního výkonu musí postačovat při vhodné konstrukci napájecí napětí ±50V. Podívejme se nyní na výkonové a energetické poměry na koncových tranzistorech.

 

¼ výstupního výkonu

První graf jsem věnoval poloviční amplitudě výstupního napětí, tedy výstupní výkon bude čtvrtinový. Graf v horní části jsem věnoval výkonovým poměrům na zátěži a jednotlivých tranzistorech, je sestaven pro napájecí napětí ±50V a napájecí napětí ±65V.

V druhé části grafu jsou patrné energetické zisky obou tranzistorů za dobu jedné periody 1kHz signálu. Při napájecím napětí ±65V přijme každý výkonový tranzistor o 50% více energie jak při napájecím napětí ±50V, přesně 45 a 30mWs

 

 

100% výstupního výkonu

První graf jsem nyní věnoval plné amplitudě výstupního napětí, tedy výstupní výkon bude 100%. Graf v horní části jsem zase věnoval výkonovým poměrům na zátěži a jednotlivých tranzistorech, je opět sestaven pro napájecí napětí ±50V a napájecí napětí ±65V.

V druhé části grafu jsou rovněž patrné energetické zisky obou tranzistorů za dobu jedné periody 1kHz signálu. Při napájecím napětí ±65V přijme každý výkonový tranzistor o 110% více energie jak při napájecím napětí ±50V, přesně 52,5 a 25mWs.

 

 

 

Srovnání obou řešení

Pokud obě řešení srovnáme, pak nám vychází, že při napájecím napětí ±65V potřebujeme cca dvojnásobný chladič jak při napájecím napětí ±50V. Použil jsem koncový stupeň osazený dvěma páry 200W výkonovými MOS-FET tranzistory. Kmitočet 1kHz, perioda 1ms. Pokud tepelný výkon za periodu vynásobíme počtem period, dostaneme tepelný výkon za 1s.

Od jedné poloviny výstupního napětí do maximální amplitudy výstupního napětí můžeme napsat, že tepelný výkon při napájecím napětí ±65V se bude pohybovat mezi 45 až 52W na každý tranzistor a výkon při napájecím napětí ±50V se bude pohybovat mezi 30 až 25W na každý tranzistor. Pro nižší výstupní výkon budou tepelné poměry příznivější.

 

Závěr

Závěrem můžeme napsat, že při nevhodně navrženém budiči a nedostatečně otevíraných výstupních tranzistorech tratíme nejenom na výstupním výkonu, ale doháněním těchto konstrukčních nedostatků zvyšujeme výrazně nároky na koncové tranzistory, jejich chlazení a v neposlední míře i nároky na zdroj.

Zde je velmi dobře patrné proč Topologie Federmann je natolik odlišná od topologií ostatních, u kterých jejich autoři tento důraz nekladli a většinou se uvedenou problematikou vůbec nezabývali, neboť o ní často ani netušili.

Jsou to fakta nejenom dokonale znázorněná v počítačových simulacích, ale fakta, která vycházejí z dlouholeté praxe a konkrétních realizací.

Pokud jsem v předchozím článku zmínil zapojení Pavla Macury jako vzor toho jak je dobře nekonstruovat proudové omezení v koncovém stupni, pak musím totéž zapojení zmínit, jako vzor toho jak nekonstruovat napájení budiče a koncových tranzistorů. Nejedná se zdaleka o nejhorší možné řešení, ale ani o příliš vhodné řešení.

 

 

Diskuse

 

 

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení
 

Úvod

Topologie Federmann se pomalu začíná rýsovat. Jak jsem již napsal v Topologie Federmann, část II, je snahou omezit celé zapojení pouze na stupně.

Dva stupně se prostřednictvím silné záporné zpětné vazby nedokážou nikdy rozkmitat, neboť natočení signálu nemůže současně dosáhnout dostatečné úrovně a fáze 180°.

 

Diferenciální stupeň

Značnou část pozornosti, ale i textu jsem věnoval právě vstupnímu diferenciálnímu stupni. Mnoho topologii tento vstupní diferenciální stupeň téměř neřeší, a když tak se snaží použít nízkošumové tranzistory.

 

Vstupní tranzistory

Já jsem se omezil pouze na minimální Udif a maximální zesílení, zdánlivě jsem neřešil ani linearitu, ani šum. Opak je však pravdou, řešení linearity pomocí emitorových odporů se ocitá v začarovaném kruhu, lepší linearita, menší zisk atd…

Použití nízkošumových tranzistorů nepřinese také žádné výrazné zlepšení. Nízkošumové tranzistory mají většinou optimální pracovní oblast při nízkých kolektorových proudech, čímž tratí na zisku i na šířce pásma a dostáváme se do dalšího začarovaného kruhu.

 

Druhý stupeň

Dalším krokem je druhý stupeň, který musí mít rovněž maximální zisk a šířku pásma, krom toho musí mít schopnost ubudit, to co je na něj připojeno.

V případě předzesilovače, sluchátkového zesilovače či dokonce koncového stupně, nalezneme mnoho společného. Musí nás zajímat potřebný zisk a dostatečná rezerva zisku a současně zpracovávaná napěťová úroveň a zatěžovací proudy.

Abychom dosáhli dostatečný zisk, použil jsem diferenciální zapojení, symetrie je dána použitím konstantních zdrojů proudů a k preciznímu nastavení pracovního bodu jsem použil P-I regulátor, maximální zatěžovací proudy nesmí dosáhnout kolektorových proudů druhého stupně.

 

Simulace

Vždy vycházím ze simulací, je to osvědčená metoda, která ušetří mnoho času. Abychom mohli úspěšně obvod simulovat, neobejdeme se bez dostatečných praktických zkušeností, ten kdo je nemá, se pak může jen domnívat, že modely součástek jsou od skutečných hodnot rozdílné.

 

Modely

Rozdíly jsou velmi nepatrné a hlavně nepodstatné. Musíme si však uvědomit, že zakoupenou součástku, nemáme jednu jako druhou, proto udává výrobce katalogové hodnoty, které vždy udávají rozpětí hodnot.

 

Metoda I

Pokud dokážeme v reálu udržet pracovní bod, tak aby vliv rozptylu součástek simulovaného obvodu byl nepodstatný, pak můžeme vesele simulovat a výsledný obvod bude téměř identický.

 

Metoda II 

Pokud nedokážeme udržet pracovní bod, tak aby vliv rozptylu součástek simulovaného obvodu byl nepodstatný, pak nastupuje druhá varianta. Nyní musíme simulovat a brát do úvahy rozptyl součástek. V reálu musíme některé hodnoty vybrat při sestavování obvodu, musíme znát jednotlivé závislosti a cíleně dosáhnout výsledku.

 

Metoda pokus - omyl ?

Ten kdo závislosti nepochopil a nedokázal jít cíleně za výsledkem, může na modely prvků jen nadávat, ale není mu to nic platné, reálný obvod mu pak nechodí.

Je zde ještě jedna možnost, že si součástky koupí a na základě jejich vlastností si napíše vlastní modely, ale pokud nepochopíte souvislosti, nedokážete napsat ani vlastní model a naopak.

 

Závěr k simulacím

Simulace obvodů za pomocí PC jsou vynikající věc, ale simulátor musí být váš pomocník, nikoliv váš pán, proto vždy zvažte, co jste schopni odsimulovat a co již ne.

 

Převodní charakteristika

Dnes již můžu považovat převodní charakteristiku zesilovače za bernou minci, která vypovídá o jeho vlastnostech. Pro účely měření je nutno zvolit mezní kmitočty, kterými je horní konec přenášeného akustického pásma, ne 20kHz, ale frekvenci 100kHz a vyšší. Pro jednoduchost uvádím všechna měření či simulace při frekvenci 100kHz.

 

  

Zpoždění či výstupní fáze

Nejdříve si vypočteme fázový posun α

  1. α=arctg 3,306/86,944
  2. α=2,18°

Nyní si můžeme vypočítat zpoždění zesilovače Δt

  1. Δt=T*α/360°
  2. Δt=60,555ns

 

  

 

Udif a jeho symetrie

Udif vypadá velmi pěkně, průběh převodní charakteristiky, by se dalo říci, že je naprosto excelentní. Všechna chvála však končí, když se podívám do minulosti, co jsem vlastně kolem Udif již napsal. Hodnota Udif v tomto případě dosahuje v obou polaritách 83,1mV, pokud se vrátím ke svému výpočtu

Udif≈U1*sin α

pak dostaneme hodnotu 83,6mV.  Pokud tuto hodnotu podělíme dvěma, dostaneme skutečné Udif, jak jsem jej vyjádřil v grafech.

Tedy pro Vdif cca 41,5mV by zesílení klesalo o více jak 20%. Vzniká tím zkreslení třetí harmonickou o amplitudě vetší jak 20%, což odpovídá výkonu více jak 4%!

Nyní je vidět, že si můžeme vybrat přípustnou velikost zkreslení a velikost výstupního napětí. Pro větší výkony je vhodnější použít menší impedanci a tím i menší napětí, pro vyšší impedance a tím větší rozkmit napětí jsou kladeny výrazně vyšší nároky na zpoždění zesilovače.

 

 

  

Celkový průběh napětí a jeho symetrie

Stejně, jak celkový průběh převodní charakteristiky a její hladkost je i maximální napětí velmi vynikající, v obou polaritách se liší o pouhých 12mV. V kladné půlvlně je maximum 86,944V a v půlvlně záporné je to -86,956V.

 

 

  

Závěr

Jak je vidět nároky na skutečně kvalitní zesilovač jsou značně vysoké. Běžné metody posuzování, jako měření THD při 1kHz, jsou sice značně rozšířené, ale o zvuku toho moc nenapoví.

Můžeme přihlédnout k faktu, že kmitočty 100kHz nebudou v akustickém signálu převažující a jejich amplituda nebude trvale dosahovat k 90V. Pro napětí 50V by byl výsledek přijatelnější, Udif by bylo cca ±24mV.

Abych opět trochu srovnal Topologii Federmann s topologiemi ostatními, podívejme se jak je velká šířka pásma uvedeného zesilovače, ano je celých 3,522MHz. Pro menší zisk by se nám šířka pásma ještě zvětšila. Nyní si stačí uvědomit, že potřebná šířka pásma přesahuje většinou 2MHz a není výjimkou ani 10MHz.

 

 

 

A co na to běžné topologie s frekvenčním rozsahem kousek za 20kHz? Na takovou otázku si musí každý odpovědět sám.

 

 

Diskuse 

 

Podívejte se na články se stejnou tématikou

 

 

L

Nejnovější

Copyright © 2020 Hi-FI svět. Všechna práva vyhrazena.
Joomla! je svobodný software vydaný pod licencí GNU General Public License.

B

Hi-Fi svět - ISSN 1803-733X

Stránky vydává Bohumil Federmann, Kunovice 7, 75644 Loučka, Česká republika, federmann@seznam.cz