Hi-Fi svět

Web převážně vážně nejen o zesilovačích a počítačích.

L

Nejnovější

Topologie Federmann

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení
 

Předmluva

Vývojem kvalitních Nf zesilovačů se v minulosti zabývala řada odborníků, kteří s příchodem digitální techniky postupně upadli v zapomnění. CD zlepšilo rozlišovací schopnost a odstup signál/šum (na cca 90dB), ale ubralo na frekvenčním rozsahu (cca 20Hz÷20kHz). Následovalo SACD a DVD audio, které opět přidalo na rozlišovací schopnosti a odstupu signál/šum (na cca 120dB÷140dB), rovněž přidalo na frekvenčním rozsahu (cca 5Hz÷100kHz), který se začal blížit někdejšímu analogovému záznamu.

V zapomnění postupně neupadla pouze řada odborníků, kteří se o Hi-Fi zesilovače a techniku zasloužili, upadla i řada problémů a znalostí, upadlo povědomí o dynamice a frekvenčním rozsahu živé či reprodukované hudby.

Dnes se nemůžeme divit, že "rádoby odborníci na Hi-Fi" vychází ze zcela mylných základů, chápou dynamiku jako omezenou na pouhých několik dB a vystačí s frekvenčním pásmem do 20kHz. Je smutné, když se kolem takových odborníků seskupí spousta mladých a začínajících lidí kde je jejich poznání od prvopočátku značně deformováno.

.

 

Dnes žijeme v tržním hospodářství a některé informace narušují podnikatelské záměry výrobců zesilovačů a mohly by na jejich výrobky vrhnout nežádoucí stín. Možná proto jsou často nevhodné informace spolu s jejím autorem znevažovány, pokud nepomůže ani to, pak jsou tvrdě filtrovány a zakazovány. Postupy sice nejsou demokratické, ale dočasně splní svůj účel.

 

Úvod

V sedmdesátých a osmdesátých letech minulého století jsem se amatérsky, ale zato intenzívně zabýval vývojem Hi-Fi zesilovačů. Jak jsem již uvedl v předmluvě, jako u spousty ostatních šel život jinou cestou a Hi-Fi zůstalo i u mne stranou.

Počátkem tohoto tisíciletí jsem se k problematice postupně vrátil, nejdříve v rovině teoretické v oblasti simulací a počítačových návrhů. Teoretická rovina byla ihned doplněna rovinou praktickou. Můj problém byl v tom, že jsem zapomněl zapomnět někdejší znalosti, návyky a pravidla, najednou se o mé osobě započaly vést na internetu ne zrovna slušné debaty.

Nyní se může kdokoliv zeptat, proč takové informace vůbec uvádím a jak souvisí s HQQF-55-502D. Odpověď je velmi jednoduchá, totální neznalost mnoha "rádoby odborníků na Hi-Fi" mne opět vtáhla do víru dění a po téměř dvacetileté přestávce jsem mohl dořešit mnoho nedořešeného z mého mládí. Svět mezi tím pokročil, byla vylepšená součástková základna, zvýšila se její dostupnost a snížila cena, vznikly moderní výpočetní prostředky pro usnadnění návrhu, ale i zdokumentování své práce a výsledků.

.

 

 

Tranzistorový zvuk, noční můra ...

Tranzistorový zvuk, noční můra všech výrobců zesilovačů nezmizela jen se začala opomíjet a čekala na příchod nových formátů SACD a DVD audio. Právě výrobci zesilovačů a jejich arogance mne přiměla k tomu, abych problematice opět věnoval více času, výsledkem byl i příspěvek: Federmann Bohumil. Tranzistorový zvuk a počítačové simulace příčin jeho vzniku. In Perspektivy elektroniky 2009 : 26. 3. 2009. Rožnov pod Radhoštěm : SŠIEŘ R.p.R., 2009, s. 19-25. ISBN 978-80-254-4052-0.

Takto se o příspěvku psalo v zahraničí: "MODERNÉ TECHNOLÓGIE Ing. Bohumil Federmann, učiteľ odborných predmetov na SŠIEŘ v Rožnově p. Radh., objasňuje vo svojom príspevku príčiny, prečo zvuk tranzistorových NF zosilňovačov, hoc spoľahlivo prenášajúcich bez skreslenia celé HiFi pásmo, znie skúsenému uchu hudobníka ako príliš „plochý“. Príčinu vidí autor v „odrezaní“ frekvencií nad 20 kHz. Ako dokázali viaceré výskumy, mnohé hudobné nástroje vydávajú zvuky v pásmach aj nad 100 kHz, pričom efektom podprahového vnímania dokáže ucho hudobníka tieto zvuky zachytiť a ich absencia spôsobuje pocit nedokonalého zvuku nástrojov. V príspevku sa autor venuje veľmi podrobne analýze uvedeného javu aj možnostiam jeho kompenzácie."

 

Požadavky na HQQF-55-502D

Návrh HQQF-55-502D vychází z QQF-55 KS 500W, jehož princip je popsán v Modelu části první, druhé a třetí. Každý jev se dá rozebrat, jak říkám na prvočinitele, stejně tak i Tranzistorový zvuk.

Zkoumáním chování zesilovače jako celku a dokonalým pochopením chování každého prvku se většinou dostaneme k závěru, že pro chování celého zesilovače je důležitý vstupní zesilovač za kterým následuje napěťový zesilovač a proudový zesilovač. Mé současné pojetí zesilovače je poněkud odlišné, osobně bych jej rozdělil na zesilovač a výkonové přizpůsobení.

.

 

 

Vstupní zesilovač

 Pavel Dudek popsal vstupní zesilovač následovně: "Hlavní požadavky na vstupní zesilovač výkonového stupně jsou zhruba následující: dobrá linearita a potlačení soufázové složky, vysoká rychlost, teplotní stabilita. Z běžných zapojení těmto požadavkům nejlépe vyhoví diferenciální zesilovač osazený bipolárními křemíkovými tranzistory s velkým zesilovacím činitelem, o něco méně vhodné jsou tranzistory řízené polem a to ještě jen ty typy s velkou strmostí...." 

 

Napěťový zesilovač

 Pavel Dudek popsal napěťový zesilovač následovně: "Úkolem napěťového zesilovače je zesílení vstupního napětí na úroveň potřebnou k plnému otevření výkonových tranzistorů. Musí být navržen tak, aby měl dobrou linearitu, vysokou rychlost přeběhu a malou výstupní impedanci. Spolu se vstupním zesilovačem musí mít tento stupeň vysoký zisk naprázdno, případně i velkou šíři přenášeného pásma. Podmínku vysokého zisku naprázdno lze snadno splnit na nízkých kmitočtech...." 

.

 

 

Zesilovač

Dle mého soudu nelze jednoduše oddělit vstupní a napěťový zesilovač, ale je třeba jej řešit jako jeden celek, který určuje podstatnou část vlastností budoucího celku. Tento zesilovač může stát zcela samostatně a fungovat jako linkový či sluchátkový zesilovač, ale také jako zesilovač kterému dáme frekvenčně závislou zpětnou vazbu.

 

Dynamická saturace

Zesilovač má velké napěťové zesílení a silnou zpětnou vazbu, z čehož plynou značné nároky na chování diferenciálního stupně a celkové napěťové zesílení. Mnohé o chování diferenciální dvojice,  poklesu zesílení v závislosti na Udif, jsem popsal v článku Dynamická saturace, příčina tranzistorového zvuku! Takto pojaté pojednání o diferenciální dvojici je naprosto nové, vždy se vycházelo pouze ze statických charakteristik, kdežto chování dynamické se opomíjelo.

 

Napěťové zesílení

Dostatečné napěťové zesílení je základem dobrého zesilovače. Mé pojetí se zde začíná značně odlišovat od zavedených zvyklostí. Stejně jak u chování diferenciální dvojce i zde jde o značný frekvenční rozsah.

Napěťové zesílení musí být nejenom dostatečně velké, ale musí bez zpětné vazby mít co největší šířku bez poklesu. Nad mezním kmitočtem přenášeného pásma musí být zesílení stále tak velké, aby nedocházelo k dynamické saturaci, nejlépe ani k poklesu zesílení diferenciální dvojice.

.

 

 

Fázová charakteristika

Fázová charakteristika je zcela samostatnou problematikou a nikdo se jí doposud vážněji nezabýval, přičemž se dá považovat za téměř nejdůležitější. Právě fázová charakteristika napoví mnohé o chovaní zesilovače na krajích přenášeného pásma, zda zesilovač ještě stíhá či nikoliv.

Rozfázování jednotlivých složek signálu může působit velmi nepříjemně a rušivě, tento druh zkreslení se však běžně neměří.

.

 

 

Zkreslení

Každý konstruktér se bezhlavě honí za linearitou jednotlivých stupňů, přičemž právě silná záporná zpětná vazba při rychlých změnách působí značně nelineárně. Osobně nekladu důraz na použití co nejlineárnějších tranzistorů, ale spíše na omezení počtu aktivních prvků a nastavení pracovních bodů.

Minimální počet vhodných aktivních prvků je nutný pro dosažení co nejmenšího fázového posuvu. Správnou volbou pracovního bodu, většinou při větším proudu, dosáhneme většího zisku a širší přenosové charakteristiky, zároveň dosáhneme menšího poklesu zesílení v závislosti na Udif.

 

Zapojení HQQF-55-502D

Jak je patrné ze schématu, oproti QQF-55-500W jsem použil celo-symetrické zapojení, kterým jsem získal minimálně dalších 6dB na celkovém zesílení. Proud vstupních tranzistorů neteče jen z bázového odporu, ale teče převážně mezi bázemi vstupních tranzistorů, čímž se zlepšila symetrie. Většími proudy tranzistorů v diferenciálním stupni se zvětšilo zesílení v otevřené smyčce. Použitím výkonnějších tranzistorů za diferenciálním stupněm se mohl zvednout proud těmito tranzistory a dosáhnout menšího výstupního odporu zesilovače.

Zpětnovazební kondenzátor se již nevolí v návaznosti na nejpříznivější přenosovou charakteristiku, ale volím jej v závislosti na nejlepší průběh Udif. Při optimálním zpětnovazebním kondenzátoru dosáhneme optimální přenosové charakteristiky, ale průběh Udif je neuspokojivý. Při použití velké zpětnovazební kapacity, dojde ke snížení Udif na zlomovém kmitočtu, ale na jeho cca desetinásobku dosáhneme pravého opaku a Udif hrozivě naroste. Nejlepší průběh Udif je pro zpětnovazební kondenzátor cca dva až třikrát větší než jsme byli zvyklí pro optimální průběh napěťového zesílení.

.

 

 

Závěr

Kriteria, kterými jsem se při vývoji tohoto zapojení řídil, považuji za rozhodující a nelze z nich v žádném případě ustoupit. Celkové zkreslení, dle mého pojetí dostatečně vymezuje dostatečná rezerva napěťového zesílení v celém požadovaném frekvenčním pásmu, odtud i průběh Udif a fázová charakteristika.

Nejlepší řešení je takové řešení, kdy šířka přenosové charakteristiky zesilovače bez zpětné vazby dosáhne šířky pásma, které má být přenášeno.

Pokud budou zesilovače se silnou zápornou zpětnou vazbou splňovat zde popsané, pak opravdu můžeme zapomenout na "Tranzistorový zvuk". Uvedené platí pro zesilovače obecně, nejenom pro výkonové. Brzy podrobím podobnému hodnocení některou s jiných topologii, aby bylo lépe vidět všechny odlišnosti.

 

Podívejte se na články se stejnou tématikou.

 

Diskuse

 

 

 

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení

Potlačení transistorového zvuku.

  • Jako poslední bod, který je důležitý hlavně pro zesilovače výkonové, je potlačení tranzistorového zvuku. Jen připomenu co je tranzistorový zvuk a proč vzniká. Je to vlastnost zesilovače s velkým zesílením v otevřené smyčce a značným počtem aktivních prvků, přes které je silá záporná zpětná vazba. 
  • Typický případ tranzistorového zvuku je většina tranzistorových zapojení, odtud tranzistorový zvuk. U zapojení elektronkových se většinou nevyskytuje právě proto, že elektronky nebyly zapojovány se zpětnou vazbou přes mnoho prvků a navíc nemívaly natolik velké zesílení v otevřené smyčce.
  • Tranzistorový zvuk lze jednoduše popsat, či změřit na zesilovači kde přivedeme velký pomalý obdélníkový kmitočet a současně s ním velmi vysokou frekvenci s malou amplitudou. Elektronka nám nepřenese příliš věrně obdélník, ale neztratí po čas celého průběhu vysoké frekvence.
  • Většina tranzistorových zesilovačů má mnohem strmější hranu pomalého obdélníku, ale vlivem velkého zesílení a velké zpětné vazby dojde po čas přeběhu k přebuzení, zahlcení jednotlivých stupňů a než dojde k jejich ustálení je vysoká frekvence potlačena.
  • V praxi to vypadá tak, že obdélník je téměř věrný a malá vf amplituda, vždy po přeběhu, změně úrovně, jistý čas chybí. Rovněž se nepříjemně projevuje i ostré ořezání signálu u tranzistorových zesilovačů při limitaci.
  • Lze říci že „zapojení Federmann“ není těmito problémy příliš postiženo. Malý počet prvků neumožňuje zahlcení zpětné vazby, rovněž tomu napomáhá značně široká frekvenční charakteristika. Co se týče vlastní limitace lze ji dosáhnout blízkou napájecímu napětí a tím je zaručeno, že již není čím budit výstupní transistory, pak dochází k nepatrnému zaoblení hran před vlastní limitaci.
  • Obecně lze říci, že zapojení slučuje výhody transistorů i elektronek. Přičemž si sebou nenese jejich nevýhody. Srovnání s elektronkou je na místě, neboť v běžném stupni je většinou taky pouze jeden zesilovací prvek s elektronkou, obdobně jako je v uvedeném zapojení dosahováno hlavní zesílení pouze na jednom prvku.
  • Rovněž lze sledovat i dobu odezvy změny vstupního napětí na výstupu. Tato odezva je někde kolem 3ns!!! Graf je použit jako detail s grafu použitého pro měření symetrie. Po uvedeném čase 3ns je pak tvar výstupního napětí do značné míry podmíněn kapacitami použitých prvků a velikostí proudů, kterými se kapacity nabíjí. Symetrie je pak dána symetrií nabíjecích a vybíjecích proudů!!!

Závěr

Zapojení je rovnocenné s OZ, kde jediným rozdílem je mnohem větší rozsah napájecího napětí a tím možnost dosáhnout značné dynamiky výstupního napětí, jak již bylo popsáno.

Nelze opomenout ani vynikající vlastnosti frekvenční a šumové. Na obrázcích jsou znázorněny jak frekvenční charakteristiky tak je zde znázorněna i rychlost přeběhu, pokud si uvědomíme, že jde jen o Nf zesilovač, obdélníkový průběh s opakovací frekvenci 1MHz, a výstupním napětím Ušš=100V , pak již není k tvaru ani přeběhu asi co dodat, snad jen že rychlost přeběhu je cca 1,1kV/µs !!!???

Zde je ještě prostor! Pro to abych chtěl říci, že rychlost přeběhu jako taková není rozhodující parametr a mohl by se navíc stát jako parametr zavádějící.

Uvedené „zapojení Federmann“ nebylo konstruováno s ohledem na rychlost přeběhu, tato rychlost přeběhu vyšla jako důsledek ostatních kriterií.

Proč nepovažuji rychlost přeběhu jako směrodatný parametr?

 Důvod je zcela prostý. Samotnou rychlost přeběhu je nutné doplnit o měření doby odezvy, kterou jsem již zmínil.

Proč právě měření doby odezvy?

Celý problém bych přirovnal k dominu. U mnoho tranzistorových zapojení se může stát, že dosahuje značné rychlosti přeběhu, ale doba odezvy je pomalá. Proč právě domino? Velká změna napětí na vstupu se dále zesiluje a pokračuje k dalšímu a dalšímu stupni zpětná vazba zatím nezaregistrovala změnu výstupního napětí, proto se jednotlivé stupně překlápí jako padající domino. Při velké změně vstupního signálu opačným směrem se vše po jistém čase, čase odezvy, opakuje naopak, poté teprve dojde k ustálení stavu na správné úrovni.Takto se dá, dosáhnou na výstupu velmi rychlé změny, ale po značné době odezvy, než signál projde celým zapojením. Dalo by se říci, že některé stupně mají tendenci kolem hodnoty zakmitat.Uváděný model zapojení je postaven na zesílení jednoho tranzistoru, přičemž vstupní tranzistor zajišťuje pouze napěťové a proudové přizpůsobení. Jak je zřejmé ze simulovaných, ale i  naměřených hodnot je doba odezvy minimálně o řád či několik řádů kratší, nežli je rychlost přeběhu, což u většiny jiných zapojení není splněno.

Jako směrodatné pak považuji měření, kde změna vstupního signálu nastane dříve, nežli výstupní signál přeběhne do ustálené hodnoty, lze tedy mluvit o něčem jako reverzní režim.

Doba reakce

S přiložených grafů je pak zřejmé, že doba odezvy s ustáleného stavu byla cca 3ns, ale doba odezvy s přebíhajícího stavu je 6ns, tudíž čas dvojnásobný. Vlivem značné symetrie ve své funkčnosti je tato hodnota obdobná i pro obrácenou polaritu.

Časová symetrie výstupního signálu a doba přeběhu - detail

Měřený čas považuji za dobu nutnou od provedené změny na vstupu, po dobu odezvy na výstupu, kdy její reakce odpovídá změně, která ji vyvolala. Jednoduše řečeno, kdy se začne výstup skutečně chovat tak jak se chovat má, jak se od něj očekává. Zde je vidět, že doba odezvy není větší než 6ns, při celkové době přeběhu u velkých signálů cca 60-100ns.

V přiměřené míře zde popsané vlastnosti a principy na modelu platí i pro konkrétní zapojení jednotlivých obvodů, koncového stupně a různých zapojení předzesilovačů.

 

Diskuse

 

První část

Druhá část

Třetí část

 

 

Hodnocení uživatelů: 1 / 5

Aktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení

Budou tranzistory zapomenuty?

Jednoduchá otázka, na kterou je složitá odpověď. V dnešní době se stále více prosazuje technologie integrování, není tomu jinak ani u různých zapojeni v oblasti nf. techniky včetně koncových stupňů. Takový integrovaný obvod má již vše vyřešeno, stačí jej zapojit do doporučeného zapojení. Vlastnosti jsou jednou pro vždy dány a nelze se od nich moc odlišit. Naproti tomu klasické zapojení, pokud nevezmeme zapojení již osvědčené, může nabídnout mnohé odlišnosti od integrovaných verzí. Dalo by se říci, že zde může autor mnohem více uplatnit své schopnosti, není tak vyloučeno dosažení lepších vlastností, nežli jsou běžné. Předkládané zapojení, lépe řečeno jeho model je toho přímým důkazem.

Nedá se říci, že by nebylo možno obdobný obvod v integrované podobě vyrobit. Navíc by byl takový obvod velmi levný a jednoduchý. Cesty jednotlivých obvodových návrhářů byly však vždy vedeny jinou cestou, tudíž nemohly na podobné požadavky, ani řešení narazit.Předpokládám, že jednotlivé tranzistory budou mít vždy co říci a že nebudou zapomenuty, že se vždy najde někdo, kdo s nich dokáže postavit zajímavé zapojení.

Historie zapojení

  • Zapojení jsem navrhoval na základě dostatečných zkušeností, a to nejenom v Nf technice, jsou zde použity hlavně Vf principy a zvyklosti šedesátých a sedmdesátých let minulého století.
  • Zapojení bylo původně konstruováno pouze jako Nf koncový stupeň. Postavil jsem desítky odlišných konstrukcí, a dále jsem je rozvíjel, až najednou vznikla konstrukce zcela nová, odlišná od všech předchozích. Nebyl to tedy žádný cílený vývoj nové koncepce, když výsledek takový byl.
  • Později, a to až počátkem století současného jsem zapojení simuloval v prostředí MC7, MC8. Na základě simulace, ale hlavně na základě odlišné součástkové základny (tranzistory s větším závěrným napětím a h21 parametrem, tranzistory v provedení darlington, schottkyho diody a další), jsem mohl zapojení přiblížit současné, zde popisované podobě.
  • Dále pak, při modelování korekčních předzesilovačů jsem narazil na značné tvarové zkreslení při vyšších kmitočtech, odtud byl jen krůček k použití uváděného zapojení i pro tyto účely. Pak mi již nezbylo, nežli popsat obecný princip tohoto zapojení abych jej nemusel opakovat pro každé zapojení samostatně. Princip vlastního zapojení je zřejmý s obrázku.

Požadavky na zesilovač

Vlastní zapojení jsem navrhoval s důrazem na:  

Maximální rozsah napájecího napětí. 

  1. Necitlivost na změny napájecího napětí.
  2. Maximální frekvenční rozsah.
  3. Značnou míru symetrie.
  4. Dostatečné zesílení otevřené smyčky.
  5. Potlačení tranzistorového zvuku.

Autorství

Jde o zapojení zcela vlastní, proto jsem si jej dovolil zveřejnit pod svým jménem „Zapojení Federmann“, stejně jak spousta jiných zapojení nese název svého stvořitele (například Sinclair Vackář a další). Princip tohoto zapojení jsem vyvinul kolem roku 1977, dále jsem zapojení jen zdokonaloval. Všechny výše uvedené cíle se podařilo u popisovaného zapojení dostatečně splnit.

 

Diskuse

 

První část

Druhá část

Třetí část

 

 

Neaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnoceníNeaktivní hodnocení

Naplnění jednotlivých požadavků

Maximální rozsah napájecího napětí

Maximální rozsah napájecího napětí při téměř stejných vlastnostech zesilovače bez nutnosti měnit použité prvky umožňuje použití konstantních proudových pracovních bodů všech tranzistorů.

Pracovní body tranzistorů jsou odvozeny od konstantních zdrojů proudů, kde (ICT1+ICT2)=II1 a ICT3=II2. Lze říci, že tímto se dosáhne minimálního pracovního napětí o málo většího nežli je UCEsat. Další a to větší omezení pro minimální napájecí napětí je ukryto v konstantních zdrojích proudů, které lze úspěšně realizovat nad cca 3V. 

 Vliv napájecího napětí 2x35V na nesymetrii

 Při tomto napětí však máme nedostatečný rozkmit výstupního napětí a proto lze úspěšně použít napájecí napětí od 5V. Napájecí napětí maximální je naopak dáno pouze průrazným napětím použitých tranzistorů. Pak není problém realizovat zesilovač, který je schopen provozu od 5V až například do napětí 1kV!!!

Vliv napájecího napětí 2x65V na nesymetrii

Většinou však vystačíme od 2x5V až do 2x100V. Pro mne je přijatelné napětí 2x30v až 2x50V.

Na přiložených obrázcích dole je zřejmá závislost výstupního klidového napětí V(B) na napájecím napětí a proudu prvního proudového zdroje. Na obrázcích nahoře je pak zobrazeno kolektorové napětí vstupních tranzistorů. Je zde zřejmé, že pokud nastavíme optimální, nulové napětí na výstupu při napájecím napětí 35 Volt (obrázek prostřední), pak při napájecím napětí 5 Volt (obrázek první), či napájecím napětí 65 Volt (obrázek třetí), nepřekročí výstupní napětí odchylku100mV.

Měl bych ještě odpovědět, proč mne natolik upoutalo napájecí napětí. Našel bych několik důvodů.

Pro koncové stupně je vhodné, aby napájecí napětí korespondovalo s výstupním výkonem, jen tak se dosáhne optimální účinnosti. Pak navrhovat různé zapojení pro 10W, 100W a 1kW je práce navíc. Nehledě na skutečnost, že mezi těmito hodnotami je ještě řada dalších.

Pro předzesilovače je vhodné pracovat spíše na větším napětí, v případě potřeby je nutno se občas spokojit s napětím menším. Uvedenému zapojení je téměř jedno, při jakém napětí je provozováno. A proč doporučuji napětí větší? Důvodem je přebutitelnost a také odstup signál šum. Pro většinu zapojení s IO je typické výstupní napětí cca100mV s obdobnou citlivostí koncového stupně. Osobně radši používám +6dB, tj. 1.55V. Jde o napětí více jak 10x větší. Při použití prvků se stejným šumem je mé zapojení lepší jak o 20dB. Při použití menšího počtu prvků je pravděpodobný i menší výstupní šum a lze dosáhnout hodnot až o 40dB lepších. Pokud by někdo použil stejné napětí pro IO, vznikne mu problém s malou přebutitelnost, maximálním výstupním napětím.

Necitlivost na změny napájecího napětí

Necitlivost na změny napájecího napětí je zaručena jak stabilizací pracovního bodu (již popsáno), tak nepoužitím kondenzátorů, které by bylo nutno v klidovém stavu nabíjet, čímž by mohly ovlivňovat pracovní body jednotlivých tranzistorů. Pokud jsou v reálném zapojení použity kondenzátory, pak je jejich klidové napětí blízké nule. Necitlivost na změnu napájecího napětí je zřejmá i s předchozích obrázků, grafů.Našly by se minimálně dva důvody proč o tuto necitlivost usilovat. Jeden důvod je potlačení rušení z napájení a důvod druhý je ukryt právě u koncových stupňů. Při zapnutí není nutno čekat na ustálení napěťových poměru a pracně odpojovat reproduktor, či jej opožděně připojovat. Výstupní napětí je definováno někde od 3,5V, kdy maximální výstupní může být do 1V, dále pak je již zaručeno výstupní napětí dle napětí vstupního. Prostě řečeno, žádné rázy, žádné trhání reproduktorových membrán při zapnutí, ale taky žádné rázy při přepínání vypínačů ve společné síti.

Maximální frekvenční rozsah

Značný frekvenční rozsah umožňuje zapojení tranzistoru T3 s aktivní zátěží, dále značně malý rozkmit napětí  UBET1 , UCET1 a UBET3, tímto řešením bylo dosaženo značného potlačení vlivu CBET1 CCBT1, a také CBET3.  Hlavní vliv na frekvenční rozsah má nejenom fT jednotlivých tranzistorů, ale velikost rozkmitu napětí na CCB a nabíjecím, či vybíjecím proudu. Nemalý podíl zde hraje rovněž minimum aktivních prvků. Na skutečném zesílení se podílí pouze tranzistor T3 a určuje hlavní měrou frekvenční vlastnosti. A kam by měl vlastně frekvenční rozsah sahat, když slyšíme ani ne jen do 20kHz!!! Sám zastávám názor, že slyšíme do 20kHz, ale vnímáme

Frekvenční charakteristika, Au=20dBminimálně 10 x výše. 15kHz slyší téměř každý, pokud změníme průběh mezi sinusovým a obdélníkovým pak každý pozná změnu barvy tonu, ale další obsažená harmonická je až 45kHz …. Osobně doporučuji se nebát hranice 500kHz a výše. Přiložený první graf ukazuje zesílení při 20 dB a druhý pak zesílení při 34 dB.

 Frekvenční charakteristika, Au=34dB

Značnou míru symetrie

Dostatečná symetrie je dána aktivní zátěží pro T3, tvořenou I2. Pokud si uvědomíme, že T3 je vlastně rovněž ve své podstatě proudový zdroj řízený napětím UCT1. Vůči zátěžím, pak v obou půlvlnách pracuje proudový zdroj o podobných (stejných) vlastnostech (u většiny jiných zapojení je použit tranzistor a kolektorový odpor). Použitím proudového zdroje I1 a naprosto symetrickým zapojením T1 a T2 se rovněž zachovává dostatečná symetrie.

 Časová symetrie výstupního signálu a doba přeběhu

Zde by se mohlo zdát, že jsem v předchozí větě psal o nevhodnosti použití transistoru a jeho kolektorového odporu, samozřejmě to platí i pro tento případ, ale s jistou změnou. Jak bylo popsáno dříve, rozkmit UCET1 je blízký nule a tím i nabíjení  CCBT1 přes emitorový odpor a vybíjení přes transistor je téměř nulový. Průběhy při frekvenci 1MHz jsou zřejmé s grafu, je zde i zřejmé, že obě hrany jsou si časově podobné, což u jiných zapojení většinou není splněno.

 Symetrie a velikost kolektorových napětí při U1=1V

Dostatečné zesílení otevřené smyčky

Dostatečné zesílení je dáno zesílením  T3 s aktivní zátěží, v otevřené smyčce pak zesílení přesahuje značně 104.  S přiložených grafů je zřejmá velikost vstupního napětí zobrazena na grafech vynásobením 50x, velikost napětí výstupního a také napětí na obou kolektorech vstupních tranzistorů. Při výstupním napětí 50 Volt je rozkmit napětí na kolektorech budících tranzistorů pouhých cca 50mV pro T1 a 100mV pro T2. Je zřejmé, že zesílení samotného transistoru T3 je pak řádově 103.

Symetrie a velikost kolektorových napětí při U1=20mV

Tvarová odchylka je neměřitelná. Vznik tvarového zkreslení a jeho symetrie při frekvenci 1MHz je zřejmá s grafů předchozích. Pro výstupní signály menší, tj. 1 Volt a 100mVolt jsou průběhy přiloženy, je zde zřejmý vliv výstupního klidového napětí, kde jsem úmyslně ponechal nevykompenzované nastavení.

Symetrie a velikost kolektorových napětí při U1=2mV 

 

Diskuse

 

První část

Druhá část

Třetí část

 

 

L

Nejnovější

Copyright © 2019 Hi-FI svět. Všechna práva vyhrazena.
Joomla! je svobodný software vydaný pod licencí GNU General Public License.

B

Hi-Fi svět - ISSN 1803-733X

Stránky vydává Bohumil Federmann, Kunovice 7, 75644 Loučka, Česká republika, federmann@seznam.cz